Giáo trình Hệ thống điện tử thông tin - Chương 4: Ứng dụng Varicap trong điện tử thông tin

i iω = hằng số thì hiệu pha giữa vi vμ vo cũng không thay đổi vμ 
bằng oϕ vì oi ωω = . Do đó, từ (6.2) ta suy ra: 
 76
 o
oi
ddk
VV
KKv ϕcos
2
= (6.4) 
Điện áp điều khiển vdk lμ điện áp một chiều, lμm cho tần số VCO thay đổi một 
l−ợng: NiNo fffff −=−=Δ (6.5) 
 Hay dkoNo vK=−=Δ ωωω (6.6) 
Thay (6.4) vμo (6.6) vμ giả thiết 0=oϕ ta tính đ−ợc độ lệch tần tối đa: 
2
oi
doL
VV
KKK=Δω (6.7) 
 Suy ra: oidoL VKVKK=Δω2 
BL = fmax - fmin 
fN 
fmin fmax 
BC = f2 - f1 
f1 f2 
fN 
BC = f2 - f1 
f1 f2 
Hình 6.2 Dải bắt vμ dải khóa của PLL 
Nghĩa lμ tần số của VCO chỉ có thể bám theo tần số vμo trong dải Lo ωω Δ± với 
điều kiện tr−ớc đó mạch đã hoạt động (đã ở trong dải khoá). Vì vậy LωΔ2 hay 
 đ−ợc gọi lμ dải khoá của PLL. Nó đ−ợc phân bố đối xứng với tần số 
dao động tự do của VCO vμ nh− đã nói, nó không phụ thuộc vμo dải thông của bộ 
lọc. 
LL fffB Δ=−= 212
Nf
Dải bắt có thể tính đ−ợc nh− sau: Nếu tách mạch điều khiển ở đầu vμo VCO thì 
tần số ra lμ . Điện áp điều khiển cực đại (khi đóng mạch) đ−a đến VCO đ−ợc 
tính theo biểu thức (6.2) 
No ff =
 )([
2 oi
oi
ddk jG
VV
KKv ωω −= (6.8) 
Điện áp nμy lμm tần số VCO thay đổi một l−ợng: 
 )([
2
*
oi
oi
dodko jG
VV
KKKvK ωωω −==Δ (6.9) 
 77
Sao cho ở đầu ra bộ tách sóng pha có tần số: 
 (6.10) *' ωωωωω Δ±−=− Nioi
Từ (6.10) ta có dải bắt của PLL tuyến tính: 
 )(22 * CoidoC jGVKVKK ωωω Δ≈Δ=Δ (6.11) 
LωΔ
CωΔ
Nω
dkv
iω
Dải bắt
LωΔ
Nω
dkv
iω
Dải Khoá
CωΔ
Hình 6.5b. Cơ chế khoá vμ bắt của PLL
Cũng nh− lý luận ở phần trên, theo hình 6.5b. tần số ra của PLL chỉ bám theo tần số 
vμo khi Loi ωωω Δ<− ' với điều kiện PLL đã hoạt động trong dải bắt. 
Vμ khi Coi ωωω Δ<− ' nếu tr−ớc đó PLL ch−a nằm trong dải bắt. 
Nhờ cơ chế khoá vμ bắt nên PLL có tính chọn lọc theo tần số. 
6.3.2 Các thμnh phần của PLL 
6.3.2.1 Bộ tách sóng pha (Phase Detector): 
còn gọi lμ bộ so sánh pha. Có ba loại tách sóng pha: 
 78
 1. Loại t−ơng tự ở dạng mạch nhân có tín hiệu ra tỷ lệ với biên độ tín hiệu vμo. 
 2. Loại số thực hiện bởi mạch số EX-OR, RS Flip Flop v.v... có tín hiệu ra biến 
đổi chậm phụ thuộc độ rộng xung ngõ ra tức lμ phụ thuộc sai lệch về pha giữa hai tín 
hiệu vμo. 
 3. Loại tách sóng pha lấy mẫu. 
1/ Bộ tách sóng pha t−ơng tự: 
X LPF
vi = Asin(ωit + θi) Vd(t) Vdc(t) 
vi = 2cos(ω0t + θ0)
Hình 6.5 Nguyên lý hoạt động của bộ tách sóng pha t−ơng tự 
Bộ đổi tần hay mạch nhân thực hiện nhân hai tín hiệu. Ngõ ra của nó có điện áp: 
 )]()sin[()]()sin[()( 0000 θ+θ+ω+ω+θ−θ+ω−ω= iiiid tAtAtV 
 Qua bộ lọc thông thấp LPF, chỉ còn thμnh phần tần số thấp. Khi khóa pha (ωi=ω0) 
có Vd = Asin (θi-θ0). Điện áp nμy tỷ lệ với biên độ điện áp vμo A vμ độ sai pha θe=θI-
θ0. Nếu θe nhỏ, hμm truyền đạt của bộ tách sóng pha coi nh− tuyến tính. Dải khóa giới 
hạn trong |θe|<π/2. Ta có độ lợi tách sóng pha kφ tính đ−ợc theo công thức: 
kφ = A (V/radian) Vd 
θe (Radian) 
A 
-A
π/2
 -π/2
Asin(θe) 
2/ Bộ tách sóng pha số: 
 Dùng mạch số EX-OR, R-S Flip Flop v.v... có đáp tuyến so sánh pha dạng: 
Hình 6.6 Hμm truyền đạt của bộ tách sóng pha t−ơng tự 
 79
VBd 
θe (radian) 
A 
-A
π/2
 -π/2
Hình 6.7 Hμm truyền đạt của bộ tách sóng pha số 
Đáp tuyến tuyến tính trong khoảng |θe|≤π/2. Độ lợi tách sóng pha: 
kφ = A/(π/2) = 2A/π 
Tách sóng pha số EX-OR vμ đáp tuyến: 
Vd
Vd 
π/2 π 2π0 θeθe 
Tách sóng pha số dùng R-S Flip Flop vμ đáp tuyến: 
 Vd 
Điện áp sai lệch biến đổi chậm Vd tại ngõ ra bộ tách sóng pha số tỷ lệ với độ rộng 
xung ngõ ra tức lμ tỷ lệ độ sai lệch về pha θe (hay tần số tức thời) của hai tín hiệu vμo. 
6.3.2.2 Lọc thông thấp LPF 
S
R
Q
Vd
θe 
 Vce 
 θe
2π 0 
Rf 
C 
R1R 
C
 80
LPF th−ờng lμ mạch lọc bậc 1, tuy nhiên cũng dùng bậc cao hơn để triệt thμnh 
phần AC theo yêu cầu. LPF có thể ở dạng mạch thụ động hay tích cực. 
Ngõ ra bộ tách sóng pha gồm nhiều thμnh phần f0, fi, fi-f0, fi+f0, v.v... 
 Sau LPF chỉ còn thμnh phần tần số rất thấp (fi-f0) đến bộ khuếch đại để điều khiển 
tần số VCO bám theo fi. Sau vμi vòng điều khiển hồi tiếp PLL đ−ợc đồng bộ (khóa pha) 
fi=f0, tần số phách (fi-f0)=0. Vòng khóa pha hoạt động chính xác khi tần số vμo fi, f0 
thấp khoảng vμi trăm KHz trở lại. 
6.3.2.3 Khuếch đại một chiều 
Khuếch đại tín hiệu biến đổi chậm (DC) sau bộ lọc thông thấp LPF. Độ lợi 
khuếch đại kA. 
Rf 
Rf R1 
Vd 
R1 
Vd V0 
kA = -Rf/R1
RE
Rc 
kA = -RC / (RE + re) 
Hình 6.8 Khuếch đại một chiều
kA = 1 + Rf/R1
6.3.2.4 VCO (Voltage controlled oscillator) 
Lμ mạch dao động có tần số đ−ợc kiểm soát bằng điện áp . 
Yêu cầu chung của mạch VCO lμ quan hệ giữa điện áp điều khiển Vdk(t) vμ tần số 
ra fo(t) phải tuyến tính. Ngoμi ra mạch còn có độ ổn định tần số cao, dải biến đổi của 
tần sô theo điện áp vμo rộng, đơn giản, dễ điều chỉnh vμ thuận lợi cho việc tổ hợp thμnh 
vi mạch (không có điện cảm). 
 81
+Vcc 
-Vcc 
Vo, 
B
fo 
Rc Rc C C 
R R 
Vdk 
Hình 6.9 Mạch VCO tiêu biểu
Về nguyên tắc có thể dùng mọi mạch dao động lμ tần số dao động có thể biến 
thiên đ−ợc trong phạm vi %% 5010 ±ữ± xung quanh tần số dao động tự do. Tuy nhiên 
các bộ dao động tạo xung chữ nhật đ−ợc sử dụng rộng rãi vì loại nμy có thể lμm việc 
trong phạm vi tần số khá rộng (từ 1MHz đến khoảng 100MHz). Trong phạm vi từ 
1MHz đến 50MHz th−ờng dùng các mạch dao động đa hμi. 
Hình 6.9 biểu diễn một mạch VCO dao động đa hμi tiểu biểu. Khi nối đầu đIều 
khiển Vdk với Vcc thì đây lμ một mạch dao động đa hμi thông th−ờng, khi tách ra vμ đặt 
điện áp đIều khiển Vdk vμo đầu đó thì tần số dãy xung ra biến thiên theo điện áp Vdk. 
Miền lμm việc
fo [KHz] 
Vdk [v] 
1,1 
1,0 
0,9 
-5 0 5
Hình 6.10 Đặc tuyến truyền đạt fo(Vdk) tiêu biểu của VCO 
 82
Cụ thể nếu Vdk tăng thì thời gian phóng nạp của tụ giảm do đó tần số ra tăng vμ 
ng−ợc lại. Ta có đặc tuyến truyền đạt fo(Vdk) đ−ợc biểu diễn nh− hình 6.10 
Ví dụ: 
V0 
f0 (KHz)
-2 -1 0 1 2
140
fN 100 
 60 
Đặc tuyến truyền đạt của 1 VCO có dạng nh− hình vẽ. Khi điện áp vμo VCO bằng 
0, tần số dao động tự do lμ fN. Khi điện áp điều khiển thay đổi một l−ợng ΔV0, tần số ra 
thay đổi một l−ợng Δf0. 
 Độ lợi chuyển đổi V to f của VCO: k0= Δf0/ΔV0 (Hz/V) 
 Tần số fN ở giữa vùng tuyến tính đáp tuyến. Ví dụ khi điện áp vμo thay đổi từ 1V 
đến –1V, tần số tăng từ 60KHz đến 140KHz. Độ lợi chuyển đổi (hay độ nhạy k0): 
 VKHz
V
KHz
V
fk /40
)]1(1[
)14060(
0
0
0 −=−−
−=Δ
Δ= 
6.4 Ưng dụng của vòng khoá pha PLL 
6.4.1 Bộ tổng hợp tần số đơn 
Nh− đã đề cập trong các ch−ơng tr−ớc, trong các máy phát hoặc các máy thu đổi 
tần cần có các mạch dao động có thể thay đổi tần số để phát hoặc thu các kênh khác 
nhau. Tr−ớc đây, ng−ời ta thực hiện thay đổi tần số mạch dao động LC bằng cách thay 
đổi giá trị của L hoặc C. Lúc đó chúng đ−ợc gọi lμ các mạch dao động có thể thay đổi 
tần số VFO (Variable-frequency Oscillators). Tuy nhiên, mạch dao động th−ờng 
không có độ ổn định cao trong một dải tần số rộng do giá trị của L vμ C th−ờng thay 
đổi theo nhiệt độ, độ ẩm vμ các tác nhân khác. Đồng thời chúng th−ờng cồng kềnh vμ 
giá thμnh cao. 
 83
 Việc sử dụng thạch anh trong mạch dao động có thể tăng độ ổn định tần số dao 
động lên rất cao, độ di tần t−ơng đối có thể giảm đến vμi phần triệu trong khoảng thời 
gian dμi. Tuy nhiên, tần số của chúng chỉ có thể thay đổi rất nhỏ bằng cách thay đổi 
các tụ nối tiếp hoặc song song. Nghĩa lμ nó không tạo ra đ−ợc các tần số khác biệt 
nhau. 
 Nhiều năm gần đây ng−ời ta kết hợp các mạch dao động thạch anh có tần số ổn 
định với các chuyển mạch để tạo ra các tần số khác nhau cho các kênh. Tuy nhiên, giải 
pháp nμy cũng tốn nhiều linh kiện vμ giá thμnh cao. 
 Gần đây, ng−ời ta thiết kế vμ đ−a vμo sử dụng các bộ tổng hợp tần số dựa trên 
nguyên lý vòng khoá pha PLL. Nó cμng ngμy cμng phổ biến vμ đ−ợc dùng trong hầu 
hết các máy thu phát hiện đại do tính gọn nhẹ, không yêu cầu độ chính xác cơ khí cao, 
ứng dụng các thμnh quả của công nghệ sản xuất vi mạch để nâng cao tốc độ vμ tính 
chính xác của các IC chế tạo nên PLL. Đồng thời khi kết hợp với thạch anh, nó có khả 
năng tạo ra dải tần rộng, độ chính xác cao, giá thμnh thấp 
Bộ tách sóng 
pha LPF VCO 
fref f0 = Nfref 
ữ N 
f0/N
Bộ chia lập trình đ−ợc
Hình 6.11 Bộ tổng hợp tần số đơn
Bộ tổng hợp tần số đơn đ−ợc thiết kế bằng cách đ−a tín hiệu chuẩn từ dao động thạch 
anh vμo so pha một mạch PLL có bộ chia lập trình đ−ợc nh− hình 5.11. Khi PLL thực 
hiện khoá pha, thì ta có 
N
ff VCOref = Suy ra orefVCO fNff == . Ví dụ bộ đếm lập trình 
74192. 
Điều nμy có nghĩa lμ khi ta thay đổi N từ bộ chia sẽ nhận đ−ợc các tần số ra khác 
nhau. Hệ số N có thể đ−ợc chọn giá trị khác nhau bằng cách thay đổi điện áp một vμi 
 84
chân của IC chia. Do đó bộ tổng hợp tần số nμy có thể đ−ợc điều khiển dễ dμng nhờ 
máy tính hoặc điều khiển từ xa. Đồng thời, giảm đ−ợc giá thμnh vμ độ phức tạp so với 
các bộ tổng hợp tần số sử dụng L,C tr−ớc đây. 
 Khuyết điểm duy nhất của mạch nμy lμ nó chỉ tạo ra các tần số bằng bội số của 
tần số chuẩn . Chẳng hạn, khi frefo Nff = ref=100KHz thì mạch sẽ tạo ra đ−ợc các tần số 
bằng bội số của 100KHz. Điều nμy phù hợp với ch−ơng trình phát quảng bá FM trong 
đó khoảng cách giữa các kênh bằng 200KHz. Trong khi đó, nó không phù hợp với 
ch−ơng trình phát quảng bá AM trong đó khoảng cách kênh lμ 10KHz (thạch anh 
không thể dao động d−ới tần số 100 KHz) 
 B−ớc thay đổi tần số tối thiểu gọi lμ độ phân giải của bộ tổng hợp tần số. 
 Để khắc phục, ng−ời ta sử dụng một bộ chia cố định để chia nhỏ tần số chuẩn 
tr−ớc khi đ−a vμo bộ tách sóng pha nh− hình vẽ. 
ì LPF VCO 
ữ N 
ữ Q 
fref f0 
Bộ chia lập trình
Hình 6.13 Bộ tổng hợp tần số có tần số ra thấp 
TA 
Dao động thạch 
anh 
Bộ chia 
cố định 
Ví dụ: Hãy thiết kế bộ tổng hợp tần số PLL sử dụng thạch anh 10MHz sao cho nó tạo 
ra dải tần số phát quảng bá AM từ 540 KHz đến 1700KHz. 
 Bộ tổng hợp tần số đ−ợc biểu diễn nh− hình 5.13. Vì khoảng cách kênh trong 
thông tin AM lμ 10KHz nên ta thiết kế fref=10KHz. Lúc đó khi N tăng hoặc giảm 1 đơn 
vị thì tần số đầu ra sẽ chuyển đến kênh kế cận. Từ đó, ta tính đ−ợc hệ số Q nh− sau: 
 1000
10
10 ===
KHz
MHz
f
fQ
ref
OSC 
 85
Tiếp đến, ta xác định dải thay đổi của N. Khi thay đổi N 1 đơn vị thì tần số ra thay đổi 
t−ơng ứng 1 kênh. Từ đó, ta có thể xác định giá trị N để tạo ra tần số bất kỳ trong dải 
tần AM. Chẳng hạn, tại tần số thấp nhất của băng tần: 54
10
540 ===
KHz
KHz
f
fN
ref
o 
tại tần số cao nhất của băng tần: 170
10
1700 ===
KHz
KHz
f
fN
ref
o 
6.4.2 Giải điều chế FM 
 Nếu PLL khóa theo tần số tín hiệu vμo, điện áp ngõ vμo VCO tỷ lệ với độ dịch tần 
số VCO kể từ fN. Nếu tần số vμo thay đổi, điện áp điều khiển VCO dịch t−ơng ứng 
trong khoảng đồng chỉnh BL. 
 Nếu tín hiệu vμo lμ điều tần, điện áp điều khiển VCO chính lμ điện áp giải điều 
chế FM. PLL dùng để tách sóng FM dải hẹp hoặc dải rộng với độ tuyến tính cao. Giả 
sử điện áp ra bộ tách sóng pha cực đại lμ Vd, điện áp ngõ vμo VCO lμ kA.Vd, độ di tần 
cực đại: Δωmax = k0kAVd, k0: lμ độ lợi VCO. 
Phase 
Detector LPF 
VCO 
Amp 
kA 
vdc vi(t) V0(t)
k0 
Hình 6.14
Dải khóa BL = 2Δωmax = 2.k0kAVd. Dải khóa hay còn gọi lμ dải đồng bộ phải lớn 
hơn độ di tần của tín hiệu vμo. 
Giải điều chế FM dùng PLL thực hiện bằng cách cμi đặt tần số dao động tự do fN 
bằng tần số trung tâm tín hiệu FM ngõ vμo có biên độ không đổi. Trong nhiều ứng 
dụng cụ thể, tr−ớc tách sóng pha PLL có mạch khuếch đại hạn biên độ. 
 86
nFCD 38,910.8 3
== τ 
Ví dụ: IFFM=10,7MHz có PFf
C
N
2810.3
1
0 ==
−
 Băng thông (PLL) chọn lọc tín hiệu sau LPF: 15KHz 
 PF
B
C 88710.3,13
6
1 ==
−
 Chỉnh giảm τ = 75μs 
Dải khóa vμ ng−ỡng độ nhạy: 
Điện trở R1 điều chỉnh dải khóa vμ ng−ỡng độ nhạy NE560. Mức tín hiệu điện áp 
nhỏ nhất ngõ vμo VCO mμ PLL khóa pha gọi lμ ng−ỡng độ nhạy. 
BL = ±15% fN trong khi FM phát thanh có độ di tần ±75KHz hay 1% fN (10,7MHz). Để 
giảm giải khóa, tăng giá trị Ω=−=−= 875115
10.12
1
10.12 33
1 RF
R 
 (RF biểu thị độ giảm dải khóa từ 15% còn 1% hay bằng 15) 
6.4.3 Giải điều chế FSK 
 FSK- dạng đặc biệt tín hiệu FM, chỉ có hai tần số điều tần. Giải điều chế FSK liên 
quan đến tách (giải mã) tín hiệu quay số điện thoại nút nhấn vμ truyền tín hiệu số FSK. 
Ngõ ra của PLL dùng cho giải điều chế FSK lμ hai mức điện áp. 
 1 2 3 4 5 6 7 8
91011121314 15 16 
CO VCO 
output 
Giải điều 
chế FM 
15k 
CD 
CC 
FM/IF input 1 
Deemphasis 
CC 
C1 C1 
R1 R1 
CB 
+VCC 
NE 560 
Hình 6.15 PLL giải điều chế FM (IC NE 560)
 87
Phase 
Detector LPF 
VCO 
Hình 6.16 Giải điều chế FSK dùng PLL
> 
FSK 
input 
Giải điều 
chế FSK 
6.4.4 Đồng bộ tần số ngang vμ dọc trong TV 
Phase 
Detector LPF VCO 
fsyn 
Hình 6.17 mạch đồng bộ tần số ngang vμ dọc 
f0 = fsyn 
6.4.5 Giải điều chế AM 
[1+mcosω t]cosω Tín hiệu AM có dạng VAM(t) = Vt s 0t. Trong đó tín hiệu âm tần 
vs(t)= V cosω t có thể đ−ợc giải điều chế bằng cách nhân với tín hiệu sóng mang s s
VLO(t) =Acos(ω t + θ ) 0 0
 ì LPF 
 V0(t) V(t) VAM(t) 
 VLO(t) = Acos(ω0t + θ0) 
V(t) = VAM(t).VLO(t) = Vt [1+mcosω t]cosω t.Acos(ω t + θ ) s 0 0 0
 88
)]t2cos([cos
2
]tcosm1[A.V)t(V 000st θωθω +++= 
 Qua LPF còn thμnh phân tần số thấp ở ngõ ra 
0s
t
0 cos]tcosm1[2
A.V)t(V θω+= 
 V0(t) tỷ lệ với m(t) tức lμ tỷ lệ với tín hiệu giải điều chế AM. Đây lμ kiểu tách 
sóng AM trực tiếp không cần đổi tần, có −u điểm không dùng trung tần, không cần 
chọn lọc tần số ảnh. Để biên độ tín hiệu ra lớn nhất thì góc pha θ0 phải bằng 0, dao 
động nội VLO(t) phải khóa pha với sóng mang, kiểu giải điều chế nμy còn gọi lμ tách 
sóng đồng bộ hay tách sóng nhất quán (coherent Detector), có chất l−ợng hơn tách 
sóng không nhất quán khi tỷ số S/N nhỏ. 
Phase
Detector LPF 
DC 
Amp. 
VCO 
 ì LPF v0(t) vAM(t) 
Hình 6.18 Giải điều chế AM
6.4.6 Sử dụng PLL trong FM Stereo 
6.4.6.1 Sơ đồ khối máy phát FM Stereo 
Thμnh phần trong từng khối: 
 L+R: FM mono 
(L-R)DSB: FM Stereo 
(L-R)DSB đ−ợc điều chế cân bằng triệt sóng mang (điều biên nén SAM) nhờ một 
sóng mang phụ fsc=38KHz. 
Sóng báo: để thông báo cho máy thu biết đ−ợc ch−ơng trình đang nhận lμ Mono 
hay Stereo. 
Nếu không có sóng báo thì ch−ơng trình đang nhận lμ FM Mono 
 89
Nếu có sóng báo thì ch−ơng trình đang nhận lμ FM Stereo. Nếu chất l−ợng sóng 
FM Stereo chất l−ợng kém thì sóng báo sẽ khoá đ−ờng giải mã FM Stereo vμ máy thu 
lμm việc nh− khi thu ch−ơng trình FM Mono. 
Ng−ời ta th−ờng sử dụng ph−ơng pháp PLL để tạo sự đồng bộ của fsc giữa máy 
phát vμ máy thu để máy thu thực hiện đ−ợc quá trình giải mã FM Stereo. 
Ngoμi ra còn có tín hiệu gọi lμ sóng thuê bao tần số f=67KHz 
Hoạt động của mạch: 
KĐ Tầng 
điện 
khg 
Dđộg 
chính
Nhân 
tần 
KĐ
Cao 
tần
Lọc 
hμi
AFC Dđộg 
Chuẩn 
KĐL + BPF
KĐ
R 
Đảo 
pha 
+ BPF Đccân 
bằng 
Dđộg 
fSC
Chia 
2 
Hình 6.19 Sơ đồ khối máy phát FM Stereo 
+
(L+R)
(L+R)
(L-R)(L-R)
-R (L-R)DSB
fPS=19KHz
Tín hiệu từ 2 micro L vμ R sẽ đ−ợc 2 tầng khuếch đại micro nâng biên độ. Mạch 
cộng thứ nhất cộng 2 tín hiệu L vμ R cho ra tín hiệu L+R dμnh cho máy thu FM Mono. 
Tín hiệu (L+R) sau đó đi qua mạch lọc băng thông để lọc lấy tín hiệu có dải tần số từ 
30Hz đến 15KHz vμ đ−a vμo mạch cộng tổng hợp. Trong khi đó bộ cộng thứ 2 sẽ cộng 
tín hiệu L vμ tín hiệu R sau khi đã đảo pha 1800 để tạo ra tín hiệu (L-R), sau đó qua 
 90
mạch lọc băng thông để lọc lấy tín hiệu trong dải tần từ 30Hz đến 15KHz. Tín hiệu nμy 
đ−ợc đ−a qua mạch điều chế cân bằng với tần số sóng mang phụ fsc = 38KHz (bằng 
dao động thạch anh) dùng cho máy thu FM stereo. 
Đồng thời dao động sóng mang phụ fsc = 38KHz đ−ợc chia đôi vμ hạn biên để tạo 
thμnh sóng báo có tần số fps = 19KHz để cho máy thu biết đ−ợc ch−ơng trình đang thu 
lμ FM stereo hay mono. 
Ba tín hiệu (L+R), (L-R)DSB vμ fps=19KHz đ−ợc bộ cộng thứ 3 tạo thμnh tín 
hiệu tổng hợp. Qua tầng khuếch đại vμ tầng điện kháng nhằm thay đổi điện dung t−ơng 
đ−ơng, sau đó nó đựoc vμo tầng dao động sóng mang chính để biến đổi thμnh tín hiệu 
FM, qua bộ nhân tần, khuếch đại cao tần, lọc hμi để loại bỏ các hμi bậc cao. Cuối cùng 
đ−ợc đ−a ra anten để bức xạ ra anten truyền trong không gian vμ đến máy thu. 
 Bộ AFC nhằm so sánh giữa tần số dao động chuẩn vμ tần số sóng mang chính để 
luôn luôn ổn định tần số của sóng mang chính nhằm nâng cao chất l−ợng của đμi phát. 
6.4.6.2 Phổ của tín hiệu FM Stereo 
10% 
50% 
 100% 
(L-R)LSB (L-R)USB
(L-R)DSB(L+R) 
 f
 30Hz 
15KHz 
19KHz
23KHz
37,97KHz
38,03KHz
53KHz 67KHz
Hình 6.20 Phổ của tín hiệu FM Stereo
6.4.6.3 Sơ đồ khối máy thu FM Stereo 
Mạch AFC có nhiệm vụ tạo ra tần số dao động fsc = 38KHz vμ kiểm soát cho dao 
động chạy đúng tần số vμ pha của đμi phát để đ−a vμo mạch giải mã FM Steero. Tín 
 91
hiệu sóng báo fps=19KHz vừa để báo cho máy thu biết đ−ợc đμi đang phát lμ FM 
Stereo hay mono vμ gửi đến máy thu để kiểm soát tần số dao động fsc=38KHz ở máy 
thu chạy đúng với tần số vμ pha của đμi phát. 
Hoạt động của mạch: 
Tín hiệu FM stereo sẽ đ−ợc bộ tách sóng FM Mono tách ra từ tín hiệu trung tần. 
Đó lμ tín hiệu FM stereo tổng hợp gồm 4 thμnh phần: (L+R), (L-R)DSB, 19KHz vμ 
67KHz. 
Lọc Bg
thông 
Lọc Bg 
thông 
Lọc 
67KHz 
Lọc 
dải hẹp
fsc 
38KHz
X 2 
Giải mã 
FM 
Stereo
Ma 
trận 
Tiền 
KĐ L 
KĐCS
L 
Tiền 
KĐ R 
KĐCS
R 
KĐ 
Cao tần
Trộn 
tần 
Dao 
động 
KĐ 
TT1
KĐ 
TT2
KĐ 
TT3
Tách 
sóng 
FM 
Hình 6.21 Sơ đồ khối máy thu FM Stereo
(L+R)
(L-R)DSB 
(L-R) 2L
 2R
+ Tín hiệu FM stereo tổng hợp sau đó qua mạch lọc băng thông có tần số từ 30Hz 
đến 15KHz để tạo lại tín hiệu (L+R) vμ đ−a vμo khối ma trận. 
 92
+ Tín hiệu tổng hợp qua mạch khuếch đại băng thông, th−ờng lμ mạch cộng 
h−ởng để lấy thμnh phần(L-R)DSB stereo vμ đ−a vμo bộ giải mã FM stereo. 
+ Tín hiệu sóng báo fps=19KHz cũng đ−ợc tách ra nhờ bộ tách sóng 19KHz, 
th−ờng lμ mạch lọc dải hẹp chỉ cho qua tín hiệu hình sine tần số 19KHz. Sau đó nó 
đ−ợc nhân đôi tần số để phục hồi lại sóng mang phụ fsc=38KHz dựa vμo nguyên tắc 
hoạt động của vòng khoá pha PLL. 
+ Ngoμi ra tín hiệu sóng báo cũng sẽ điều khiển đèn báo để cho máy thu biết đ−ợc 
ch−ơng trình đang thu lμ FM stereo hay mono. 
+ Bộ giải mã FM stereo nhân hai tín hiệu (L-R)DSB vμ sóng mang phụ 
fsc=38KHZ để tạo ra tín hiệu (L-R) tại đầu ra. Sau đó, đ−a vμo khối ma trận, kết hợp 
với tín hiệu (L+R) để tạo ra tín hiệu L vμ R, qua 2 mạch khuếch đại âm tần vμ phát ra ở 
2 loa riêng rẽ, tạo thμnh tín hiệu FM stereo. 
6.4.6.4 ứng dụng PLL trong việc giải mã FM Stereo 
Chia 
2 
Chia 
2 
VCO 
76KHz
Tách 
sóg 
pha 
Điều 
khiển
Giải mã 
FM 
stereo
Tách 
sóng 
19KHz
Ma 
trận 
KĐ R
KĐ L
KĐ 
đệm 
VC
C 
(L-R)DSB
(L+R) 
Sóng báo 
fps=19KHz 
Hình 6.22 Sơ đồ khối mạch giải mã FM Stereo sử dụng PLL 
(L-R) 
Khoá K để mở vμ khoá nguồn cung cấp cho mạch giải mã FM Stereo. Trong 
tr−ờng hợp thu ch−ơng FM Mono hoặc ch−ơng trình FM Stereo nh−ng chất l−ợng kém 
không đạt yêu cầu thì khoá K sẽ khóa không cho nguồn VCC cung cấp điện áp cho 
mạch giải mã FM Stereo, hạn chế nhiễu. 
 59 
thông trung tần trong máy thu hình hệ FCC. Thiết bị nμy gọi lμ máy phát sóng quét vμ 
đánh dấu (sweep and marker). 
39.75 41.25 45.75 47.25
f (MHz) 
AV 
Hình 4.24
4.4.10. Volkế DC 
Dao động 
thạch anh 
27kHz CV 
1000p
C1
D 
C2
5000p
R1
1M 
K 
1 
2 
3 
R2 
R3 
R4 
150V 
1500V 
Điện 
áp DC
từ 0 
đến 
1500V
 15V 
L2L1 
Hình 4.25
μA kế 
Khóa K dùng để chuyển (tầm ảo) 15V, 150V, 1500V. 
 Từ dao động thạch anh chuẩn 27MHz ta ghép qua biến thế cảm ứng L1, L2. Thiết 
kế L2=2ữ3 μH. Định chuẩn sao cho ở tầm tối đa 15V, 150V, 1500V thì L2, CV cộng 
h−ởng đúng tại tần số f = 27MHz vμ khi đó μA kế chỉ giá trị cực đại. Nếu điện áp DC 
cần đo < 15V thì tần số cộng h−ởng L CV bây giờ sẽ lệch giá trị 27MHz vμ kim điện kế 
sẽ chỉ giá trị bé hơn. Khi đổi tầm đo, tùy thuộc vμo vị trí 1, 2, 3 mμ các điện trở R1, R2, 
R3, R4 hình thμnh cầu phân áp để suy giảm điện áp 150V vμ 1500V xuống còn tối đa lμ 
15V.